1. 项目概述当肖特基二极管遇上CRLH传输线在毫米波电路设计这个行当里干了十几年我经手过不少倍频器的项目。从早期的波导腔体结构到后来的平面混合集成电路再到现在的单片微波集成电路每一次技术迭代都伴随着对更高频率、更宽带宽和更低损耗的追求。今天想和大家深入聊聊的是一个在W波段75-110 GHz实现宽带三倍频的方案它巧妙地将两种看似不相关的技术——经典的肖特基二极管和前沿的复合左右手传输线——结合在了一起最终在单片GaAs衬底上做出了性能相当不错的样片。简单来说这个项目的核心目标就是做一个“频率三倍频器”。你给它一个25-36.5 GHz的信号它就能稳定地输出其三倍频也就是75-110 GHz范围内的信号。这玩意儿在毫米波通信、高分辨率雷达和成像系统里是刚需因为要直接产生这么高的频率信号对振荡源的相位噪声和功耗要求都极其苛刻往往不如先产生一个较低频的稳定信号再通过倍频来获取高频信号来得划算。但传统倍频器尤其是基于变容二极管或异质结势垒变容二极管的方案常常被两个问题困扰一是带宽窄二是需要复杂的偏置和匹配电路导致设计复杂、损耗大。而这个设计最巧妙的地方就在于它用“背靠背”连接的肖特基二极管替代了传统的单管变容二极管并利用CRLH传输线来构建整个非线性传输线结构。背靠背结构天生具有对称的非线性电容-电压特性这意味着它只产生奇次谐波偶数次谐波被自然抑制了这为设计纯粹的三倍频器扫清了一个大障碍。而CRLH传输线作为一种人工设计的“超材料”传输线它的频率响应特性可以通过单元结构灵活调控能够提供一个从低频到高频的宽通带正好为三倍频信号的高效传输和匹配提供了天然的“高速公路”。我拆解过这个设计的论文和等效电路它的思路非常清晰不再为二极管单独设计复杂的输入输出匹配网络而是把二极管作为CRLH传输线单元的一部分让整个NLTL结构自身来完成频率选择和阻抗变换。这种“电路即匹配”的思路大大简化了设计也潜在地提升了带宽。实测下来在28 dBm的输入功率下它在99 GHz处能输出9.9 dBm约9.8 mW的功率3 dB带宽达到了20.2%对于W波段的三倍频器来说这个成绩单已经相当亮眼。接下来我就结合自己的工程经验把这个设计的里里外外、从原理到实操的坑与技巧给大家掰开揉碎了讲清楚。2. 核心器件选型与原理深潜2.1 为什么是“背靠背”肖特基二极管提到倍频很多人第一反应是变容二极管。但在毫米波频段肖特基二极管因其更低的串联电阻和更高的截止频率常常是更优的选择。这个设计没有采用常见的单管变容模式而是选择了两个肖特基二极管阳极相连或阴极相连的“背靠背”结构。这可不是随便连的其背后有深刻的电路原理考量。从非线性器件的本质来看倍频依赖于器件电容或电导随电压变化的非线性特性。对于一个理想的变容二极管其电容随反偏电压变化可以近似用C(V) Cj0 / (1 |V/Vj0|)^M来描述。当这样一个二极管用于倍频时它会产生丰富的各次谐波。如果我们只想要三倍频那么二次、四次等偶次谐波就是需要滤除的杂散信号这会增加滤波电路的复杂度和损耗。背靠背结构的精妙之处就在于它的对称性。你可以把它想象成两个特性完全一致的二极管像照镜子一样反向并联。当外加一个交流信号时两个二极管交替导通和截止但它们的非线性电容变化曲线关于原点对称。数学上可以证明这种对称的非线性函数其傅里叶展开式中只包含奇次谐波分量偶次谐波的理论幅度为零。这就好比一个全波整流电路输出波形中只有偶次谐波而背靠背结构则天然滤除了偶次谐波。在实际的MMIC工艺中实现两个高度一致的二极管是关键。论文中采用MBE在GaAs衬底上外延生长n- GaAs势垒层和n GaAs欧姆接触层通过湿法腐蚀、金属蒸发/剥离、退火等标准工艺制作。这里有一个工程细节为了降低寄生参数他们将衬底减薄到了80 µm。这一点非常重要因为在W波段衬底厚度引起的介质损耗和寄生耦合会显著影响性能。我在早期的项目中就吃过亏用了标准厚度的衬底结果在110 GHz附近插损大了好几个dB排查了半天才发现是衬底模耦合的问题。注意背靠背二极管的对称性是设计前提。在版图布局时必须确保两个二极管的图形完全对称引线长度一致以最小化因工艺偏差引入的不平衡。哪怕微小的不对称也可能在输出频谱中引入可观的二次谐波泄漏。2.2 CRLH传输线不只是“左手材料”的噱头复合左右手传输线这个概念刚出来的时候很多文章把它渲染得神乎其神什么“负折射”、“完美透镜”。但在我们射频工程师眼里它首先是一个非常好用的电路设计工具特别是其独特的色散特性频率-相位关系可以被人为“裁剪”。一段普通的传输线右手传输线其相位常数β与频率ω成正比信号相速是恒定的。而CRLH传输线在一个特定的频段内可以表现出“左手”特性即β与ω成反比。实现它的典型方法就是在传统传输线具有串联电感LR和并联电容CR的基础上周期性地加载串联电容CL和并联电感LL。这个设计的核心公式是左右手截止频率ω_L 1 / sqrt(L_L * C_L)和ω_R 1 / sqrt(L_R * C_R)。当ω_L ω_R时我们称之为“平衡”条件此时传输线在低频段呈现左手特性高频段呈现右手特性并且在过渡频率点附近有一个非常宽的通带且理论上没有禁带。这正是本设计所需的“高速公路”我们需要基波频率~30 GHz和其三倍频~90 GHz都位于这个通带内并且具有良好的传输特性。论文中他们利用二极管的非线性电容0V偏压时C_L21.2 fF作为加载的串联电容并设计了一个方形螺旋电感L_L0.25 nH作为并联电感。宿主传输线是一段特性阻抗为108 Ω的共面波导。通过精心设计这些参数使CRLH结构工作在平衡状态从而在22 GHz到160 GHz范围内形成了一个超宽的通带完美覆盖了基波和三倍频。这里我分享一个仿真技巧在ADS或HFSS中建模CRLH单元时不要只满足于S参数的匹配。一定要画出其色散曲线ω-β图。一个健康的、可用于倍频的CRLH NLTL其色散曲线在目标频段内应该是平滑且单调的。如果曲线出现异常的弯曲或平台说明存在强烈的谐振或模式耦合在实际电路中很容易导致性能恶化甚至自激。3. 电路设计与版图实现要点3.1 从单元到链路5节NLTL的设计哲学单个CRLH单元加上一个背靠背二极管构成了一个非线性“细胞”。但单个细胞的倍频效率是有限的。为了提高转换效率和非线性效应的累积需要将多个这样的细胞级联起来构成一条非线性传输线。论文中采用了5节级联总长度约为4.584 mm。为什么是5节这其实是一个权衡的结果。节数太少非线性作用不充分转换损耗大节数太多链路总长度增加一方面会增大芯片面积和成本另一方面在毫米波频段传输线本身的损耗会随着长度指数增长过多的节数可能导致输出功率不增反降。此外过多的节数还会使相位匹配变得更加困难容易导致各节产生的谐波在输出端相互抵消。根据我的经验在W波段3到7节是一个比较常见的范围需要通过谐波平衡仿真仔细优化找到转换损耗随节数变化的“拐点”。在电路仿真中他们使用了Agilent ADS的符号定义器件来表征二极管的非线性模型。这个模型除了非线性电容C(V)和电阻R_S还包含了关键的寄生参数焊盘电容C_i和互连寄生电容C_p。特别要注意C_p它来自于互连金属与二极管台面侧壁之间的耦合。论文中通过HFSS电磁仿真估算其值约为4 fF。这个电容与二极管的结电容并联会降低二极管的动态截止频率。虽然作者提到由于在W波段尚可容忍而选择了简单的台面工艺但在更高频段如太赫兹这个寄生电容会成为性能的主要瓶颈必须采用空气桥工艺来消除。实操心得在进行毫米波MMIC设计时任何一段金属互连、一个过孔、一个拐角都不能被当作理想导体。必须进行全波电磁仿真来提取其寄生参数S参数或等效集总模型并将其代入电路仿真。忽略这一点仿真结果和测试结果往往会天差地别。我习惯在完成原理图仿真后将整个版图包括所有传输线、元件和空闲区域导入电磁仿真软件进行联合仿真虽然耗时但能最大程度保证设计成功率。3.2 阻抗匹配的“自动化”与版图布局传统倍频器设计中最头疼的问题之一就是阻抗匹配。输入需要将源阻抗通常是50 Ω匹配到二极管在基波频率下的阻抗输出需要将二极管在三倍频下的阻抗匹配到负载50 Ω。这些阻抗通常都是复数且随功率变化的设计难度很大。而这个CRLH NLTL方案的一个巨大优势就是**“自动匹配”**。正如论文所述输入输出匹配是通过CRLH NLTL的结构参数本身实现的。因为整个链路被设计成在基波和三倍频处都具有良好的传输特性S21较高这意味着信号在这些频率下能够以较小的反射通过链路。本质上CRLH NLTL的单元参数L_L, C_L, L_R, C_R被同时用于构建非线性链路和实现宽带匹配。这大大简化了设计流程我们的目标不再是分别优化输入、输出匹配网络而是优化整个链路的色散和传输特性。在版图实现上有几点需要格外关注对称性如前所述背靠背二极管必须严格对称。在版图中两个二极管的图形、金属引线的长度和宽度、连接到CPW中心导体的位置都必须镜像对称。螺旋电感的设计文中使用的方形螺旋电感线宽10 µm间距10 µm内径40 µm1.5圈是实现0.25 nH电感的关键。在毫米波频段螺旋电感的自谐振频率必须远高于工作频率否则电感值会急剧变化甚至变成电容。需要通过电磁仿真精确验证其S参数并提取出等效的π型或T型模型用于电路仿真。共面波导宿主传输线采用CPW是因为它在单片电路中易于实现且便于进行在片探针测试。CPW的尺寸中心导体宽130 µm缝隙210 µm决定了其特性阻抗108 Ω。这个阻抗值高于标准的50 Ω是为了与CRLH单元的参数更好地协同工作以实现平衡条件和宽通带。直流接地背靠背二极管结构在直流上是开路的这简化了偏置电路本设计无需直流偏置。但在实际版图中需要考虑为可能存在的静电放电提供泄放路径通常可以在芯片的直流端口处放置一个到地的MIM电容。4. 测试验证与性能分析4.1 测试系统搭建与校准毫米波测试特别是W波段以上的在片测试是另一个技术门槛。论文中使用的测试方案是行业标准做法信号源Agilent E8257D产生基波信号经过功率放大器提升至28 dBm通过GSG探针Cascade 9000TM-GSG-100输入到芯片。输出端同样用GSG探针将三倍频信号引出送入带六倍频扩展模块的频谱仪HP 8563E进行测量。这里有几个容易踩坑的地方系统损耗校准这是获得准确绝对功率值的关键。必须在整个测试频段25-36.5 GHz输入对应75-109.5 GHz输出进行完整的SOLT短路-开路-负载-直通校准。校准件必须是与被测芯片相同衬底、相同工艺的专用校准芯片。忽略校准测试结果可能比实际值低好几个dB导致误判。功率放大器饱和与谐波驱动倍频器需要较高的输入功率20-28 dBm。要确保功放在整个基波频段内输出功率平坦且未饱和同时要关注功放自身输出的谐波和杂散。必要时在功放和探针之间需要加入一个低通滤波器以抑制功放产生的二次谐波等避免它们干扰倍频器的真实性能评估。频谱仪设置使用倍频器扩展模块时要注意其本振驱动功率和变频损耗。设置合适的分辨率带宽和视频带宽以准确测量信号功率并观察频谱纯度。对于三倍频器特别要关注基波泄漏和五次谐波抑制比。4.2 结果解读与设计验证从论文给出的图4(a)可以看出在不同输入功率下三倍频输出功率随频率变化的曲线相对平坦尤其是在24 dBm驱动时3 dB带宽覆盖了相当宽的频率范围计算得出20.2%的相对带宽。这个宽带特性直接验证了CRLH NLTL方案的优势。图4(b)的功率转换特性曲线则揭示了更多信息。在28 dBm输入下四个不同输出频率点81 90 100.5 109.5 GHz的曲线都未显示出明显的饱和趋势这意味着如果提供更高的输入功率输出功率还有提升空间。这也解释了为什么最大转换效率只有3%对应15 dB转换损耗因为二极管尚未被驱动到最优效率点。在实际工程中我们常常需要在带宽、效率、饱和输出功率之间做权衡。这个设计显然优先保证了带宽。最有趣的是理论与实验的对照。论文提到根据Kozyrev推导的三倍频相位匹配理论当三倍频信号与基波信号的相位差为π时三倍频输出最大且对应的归一化频率f / f_Bragg应在2.9到3.7之间。他们测得的最高输出功率点出现在99 GHz而根据图3(b)估算的布拉格截止频率f_Bragg约为26.8 GHz计算得99 / 26.8 ≈ 3.69完美落在理论预测区间内。这不仅仅是一个巧合它强有力地证明了基于色散工程的CRLH NLTL倍频理论的有效性为后续设计提供了可靠的理论指导。与文献中其他W波段MMIC倍频器对比见论文Table I本设计在带宽指标上具有明显优势20.2% vs. 12.5%-15%同时保持了可观的输出功率和较低的转换损耗。这充分展示了“背靠背二极管CRLH NLTL”这一架构在实现宽带高性能倍频方面的潜力。5. 设计扩展与工程化思考5.1 如何推向更高频段太赫兹的挑战论文在结论部分展望了该技术推向太赫兹频段的可能性并指出需要采用空气桥工艺和更小的肖特基接触面积。这确实是两个关键方向。空气桥工艺主要用于消除前面提到的寄生电容C_p。在毫米波高端和太赫兹频段任何fF级别的寄生电容都会对电路Q值和频率响应产生毁灭性影响。空气桥通过悬空的金属线连接将电容降至亚fF级别。减小肖特基接触面积则是为了降低二极管的结电容Cj0从而提高其截止频率f_c 1 / (2π R_s Cj0)。但面积减小会同时增加串联电阻R_s因此需要工艺上实现极低的接触电阻和薄层电阻这是一个持续的工艺挑战。除此之外推向太赫兹还需要考虑传输线损耗在太赫兹频段金属导体的趋肤效应损耗和衬底的介质损耗会急剧增加。可能需要考虑采用更先进的衬底如InP或薄膜转移工艺将电路制作在更薄、损耗更低的介质上。建模精度在太赫兹频段传统的集总元件模型和准静态传输线模型可能完全失效。必须采用全波电磁仿真与半导体物理模型如基于TCAD的器件仿真协同设计的方法。测试难度太赫兹在片测试系统更加昂贵和复杂信号产生、探测和校准都是巨大挑战。5.2 实际应用中的稳定性与可靠性考虑任何一个MMIC设计最终都要走向实际应用。对于这种倍频器芯片在系统集成时还需要考虑几个实际问题热管理虽然肖特基二极管效率较高但在28 dBm输入功率下仍有大部分功率转化为热量。芯片的结温升高会导致二极管参数漂移长期影响性能和可靠性。在封装时需要考虑采用高热导率的封装体如金刚石或氮化铝并将芯片背面通过金锡共晶焊或导电胶良好地粘结在热沉上。电源与偏置本设计为无偏置工作简化了系统。但在某些对输出功率和效率有极致要求的场景可能会考虑给二极管施加一个小的反向偏压使其工作在更陡峭的C-V曲线区域从而提高非线性强度。这就需要增加偏置电路和隔直电容设计复杂度会增加。谐波抑制虽然背靠背结构抑制了偶次谐波但奇次谐波中除了需要的三次谐波还有基波、五次、七次等。在系统级应用中通常需要在倍频器后级联一个带通滤波器以净化输出频谱。滤波器可以与倍频器单片集成也可以作为外置组件。工艺容差分析MMIC工艺存在不可避免的偏差如线条宽度、介质厚度、掺杂浓度的波动。在设计阶段必须对关键参数如电感值、电容值、二极管面积进行蒙特卡洛分析或角落分析确保在工艺波动范围内电路性能特别是带宽和中心频率仍然满足指标要求。一个健壮的设计应该对工艺变化不敏感。回顾整个设计从对称二极管的巧妙选择到利用CRLH传输线的色散特性构建宽带非线性链路再到单片集成的实现它展示了一种清晰而高效的高频宽带倍频器设计范式。它告诉我们有时候突破性能瓶颈不在于使用更昂贵的工艺或更复杂的电路而在于对物理原理的深刻理解和对电路架构的巧妙重构。对于从事毫米波电路设计的工程师来说这个案例值得反复琢磨其中的设计思想完全可以迁移到倍频、混频、甚至功率放大等其它非线性电路设计中。